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    ADC交錯:揭開謎底
    發布時間:2021-04-04 19:19:36  閱讀次數:

    ADC交錯:揭開謎底(圖1)

    時間交織是一種技術,它允許使用多個相同的模數轉換器(ADC)以比每個單獨數據轉換器的工作采樣速率更快的速率處理常規采樣數據序列。簡單來說,時間交織(IL)包括對M個相同ADC的并行陣列進行時間復用,如圖1所示,以實現更高的凈采樣率f s(采樣周期T s = 1 / f s),甚至盡管陣列中的每個ADC實際上都以較低的f s / M速率采樣(并轉換)。因此,例如,通過交織四個10位/ 100 MSPS ADC,原則上可以實現10位/ 400 MSPS ADC。


    為了更好地理解IL的原理,在圖1中,由M個ADC采樣了一個模擬輸入V IN(t),并產生了一個組合的數字輸出數據系列D OUT。ADC 1將首先對VIN(t 0)進行采樣,并開始將其轉換為n位數字表示。?小號秒后,ADC 2將采樣V IN(噸0 + T小號),并開始將其轉換成N位的數字表示。然后,?小號秒后,ADC 3將對V IN(t 0 + 2T s)進行采樣,依此類推。在ADCM對V IN(t 0 +(M – 1)×T s)采樣后,下一個采樣周期開始于ADC1對V IN(t 0 + M×T s)采樣,并且該輪播繼續進行。


    隨著ADC的n位輸出以與上述采樣操作相同的順序依次可用,這些數字n位字由同一圖右側所示的多路分解器收集。在此,獲得重組數據輸出序列D OUT(t 0 + L),D OUT(t 0 + L + T s),D OUT(t 0 + L + 2T s),...。L代表每個ADC的固定轉換時間,此重組后的數據序列是采樣率為f s的n位數據序列。因此,雖然單獨的ADC中,常常被稱為“通道”,是n比特的ADC在采樣?F小號/ M,在合奏包含在盒等效于在一個單一的n位ADC采樣?F小號,我們將其稱為時間交錯ADC(將其與通道區分開)?;旧?,對輸入進行切分并由陣列中的ADC進行單獨處理,然后在輸出端進行一致的重組,以形成輸入V IN的高數據速率表示D OUT。


    圖1
    圖1. M個時間交錯的n位ADC的陣列。


    這種強大的技術并非沒有實際挑戰。當來自通道的M個數據流被數字組合在一起以重建原始輸入信號V IN時,關鍵問題就顯現出來了。如果我們查看D OUT的頻譜,除了看到V IN 的數字表示和模數轉換所引入的失真外,我們還將看到稱為“交織雜散”(或“雜散”)的其他大量雜散內容。 IL雜散,簡而言之,IL雜散都不具有多項式失真的特征,例如高階信號諧波(第二,第三,等等),也沒有量化或DNL錯誤的簽名。IL偽影可以看作是時域固定模式噪聲的一種形式,是由通道中的模擬損傷引起的,這些通道由于交織過程而被切分后的轉換信號進行調制,最終出現在最終的數字化輸出D OUT中。


    讓我們通過分析一個簡單的示例來開始理解可能發生的情況??紤]具有頻率為f IN的正弦輸入V IN 的雙向交錯ADC的情況。假定ADC 1的增益為G 1,而ADC 2的增益為G2。在這樣的雙向IL ADC中,ADC 1和ADC 2將交替采樣V IN。因此,如果ADC 1轉換偶數樣本,ADC 2轉換奇數樣本,則D OUT的所有偶數數據的振幅均由G 1設置,而D OUT的所有奇數數據均由G 1設置。D OUT 的振幅由G 2設定。那么D OUT不僅包含V IN 以及一些多項式失真,而且還經歷了G 1和G 2的交替放大,就好像我們是用頻率f s /的方波對V IN 進行幅度調制一樣。 2。那就是將引入其他虛假內容的原因。具體來說,D OUT將包括頻率為f s / 2 – f IN的“增益雜散” ,不幸的是,該雜散的頻率跟蹤輸入fIN ,它位于交錯ADC的第一個奈奎斯特頻帶內(即f s / 2之內),并且在所有其他奈奎斯特頻帶上也有別名。交錯雜散的功率/幅度取決于兩個增益G 1和G 2之間的凈差。換句話說,這取決于增益誤差失配。最后,它取決于輸入V IN本身的大小。


    如果輸入不是簡單的正弦波,但在實際應用中,它是一個整個頻帶受限的信號,那么“增益雜散”不僅僅是簡單的不想要的音調,而是完整的按比例縮放的圖像。帶限輸入信號本身,顯示在奈奎斯特頻帶內。這在某種程度上抵消了交織提供的帶寬增加的好處。


    盡管在以上示例中,我們僅考慮了通道之間的增益誤差失配,但其他損害也引入了交錯雜散。失調失配(通道失調之間的差異)會在固定頻率下引入音調(“失調雜散”),并且功率與失調失配成正比。當某些通道的采樣早于或晚于預期順序時,就會發生采樣時間偏斜。這就引入了“定時雜散”,它與增益雜散處于相同的頻率(并加在一起具有相同的幅度),但隨著f IN的增加,功率越來越強 隨著輸入幅度的增加而增加。各個通道之間的帶寬失配會在取決于f IN的頻率上引入更多雜散內容,就像定時雜散一樣,雜散功率會隨著f IN本身而逐漸增強,而不僅僅是輸入幅度。同樣,在所有情況下,輸出頻譜退化的嚴重程度均不取決于通道損耗的絕對值(偏移,增益,時序,頻帶),而是取決于它們之間的相對失配/差異。


    盡管一般的時間交織技術已經存在了幾十年,但可以將IL雜散保持在最小的程度將其過去的適用性限制在低分辨率轉換器上。但是,通道不匹配的校準和殘余IL雜散成分的抑制方面的最新進展使今天可以實現完全集成的超高速12位,14位和16位IL ADC。


    在這一點上,我們需要區分幾類交織。在兩個交錯通道的情況下,我們通常指的是“乒乓”操作。然后,當我們指的是通道數量減少的情況(例如,三個通道到四個通道)或大量通道(例如四個以上)的情況時,我們可以區分“輕度交錯”和“高度交錯” ,通常分別是八個或更多。


    乒乓(雙向)交織

    如圖2(a)的框圖所示,當我們僅交錯兩個通道以使凈采樣率翻倍時,我們將其稱為“乒乓”。這是一個特別簡單的案例,具有一些有趣且有用的功能。在這種情況下,1個內第一交錯式ADC的奈奎斯特頻帶,所述交織雜散位于直流,在?F小號/ 2,并在?F小號/ 2 - ?F IN。因此,如果輸入信號V IN 是一個以f IN為中心的窄帶信號,如圖2(b)的第一個Nyquist輸出頻譜所示,則交織雜散將包括dc處的一個雜散雜散,另一個是失配雜散雜散。在f s/ 2,以及一個以f s / 2 – f IN 為中心的增益和定時雜散圖像,看起來像是輸入本身的縮放副本。


    如圖2(b)所示,如果輸入信號V IN(f)完全限制在0和f s / 4之間,則交織雜散不會與數字化輸入頻率重疊。在這種情況下,一個壞消息是我們只能在奈奎斯特頻帶的一半進行數字化,即就像我們有一個時鐘頻率為f s / 2的單個信道一樣,盡管我們仍然消耗至少兩倍的功率。單個渠道。奈奎斯特頻帶上端的交錯雜散圖像可以在數字化后通過數字濾波來抑制,并且不需要校正模擬損傷。


    不過,好消息是,由于乒乓ADC的時鐘頻率為f s,因此數字化輸出受益于動態范圍內的3 dB處理增益。而且,與使用時鐘頻率為f s / 2的單個ADC相比,乒乓ADC的抗混疊濾波器設計已經放寬了。


    圖2
    圖2.(a)乒乓方案,(b)當窄帶輸入信號位于f s / 4以下時的輸出頻譜,以及(c)當輸入信號位于f s / 4與奈奎斯特頻率f之間時的輸出頻譜s / 2。



    如果窄帶信號位于第一奈奎斯特頻帶的上半部分,則可以重復所有相同的考慮,如圖2(c)所示,因為交織圖像雜散移到了奈奎斯特頻帶的下半部分。再一次,在數字化之后,可以通過濾波對增益和時序雜散進行數字抑制。


    最后,輸入信號的頻率位置越過f s / 4線,輸入信號和交織雜散將頻率交疊,并且輸入頻譜被交織圖像破壞。在這種情況下,無法恢復所需的輸入信號,并且無法使用乒乓方案。當然,除非通道之間的匹配足夠接近,以使得交織雜散含量對于應用而言可接受地低,或者除非采用校準來減少導致產生IL圖像的原因,否則除非如此。


    總而言之,頻率規劃和一些數字濾波甚至可以在存在信道失配的情況下,以乒乓方案恢復窄帶數字化輸入。與使用時鐘頻率為f s / 2的單個ADC相比,轉換器的功耗大約增加了一倍,而乒乓方案提供了3 dB的處理增益,并放寬了抗混疊要求。


    圖3顯示了一個乒乓球的示例,該乒乓球未對通道失配及其所引起的交錯雜散進行任何校正。在這種情況下,雙14位/ 1 GSPS ADC 的兩個ADC交替采樣單個正弦波,因此返回2 GSPS的單個組合輸出數據流。當我們查看此乒乓球方案的輸出頻譜的第一個奈奎斯特頻帶(介于dc和1 GHz之間)時,我們可以看到輸入音調,這是f IN = 400 MHz時左側的強音調,還可以看到在f s / 2 – f IN = 2G / 2 – 400 M時,強烈的增益/時序不匹配雜散= 600 MHz。由于兩個通道自身的失真以及其他損傷,我們還會看到許多其他音調,但是這些音調都在–90 dB線以下。


    圖3
    圖3.通過以1 GSPS時鐘但具有180°采樣相移為兩個ADC計時而獲得的乒乓球方案的2 GSPS合并輸出數據的頻譜。


    高階交織 

    當我們有兩個以上的頻道時,如上所述的頻率規劃不是很實用或沒有吸引力。交錯雜散的位置不能局限于奈奎斯特頻帶的一小部分。例如,考慮如圖4(a)所示的四路交錯ADC的情況。在這種情況下,失調失配會在dc,f s / 4和f s / 2處產生音調。增益和定時交織圖像位于f s / 4 – f IN時,f s / 4 + f IN 和f s / 2 – f IN。交錯ADC輸出的頻譜示例如圖4(b)所示??梢郧宄乜吹?,除非輸入的帶寬小于f s / 8,否則無論我們將f IN放置在什么位置,輸入都會與一些交錯的雜散重疊,并且如果輸入是非常窄的-頻帶信號,我們不應該嘗試使用寬帶交錯ADC將其數字化。


    在這種情況下,我們需要最小化IL雜散功率,以獲得完整的Nyquist和更清晰的頻譜。為此,使用校準技術來補償通道之間的不匹配。隨著不匹配的影響得到糾正,所產生的IL雜散的功率會降低。SFDR和SNR都受益于這種雜散功率的降低。


    補償方法受到可以測量并最終糾正不匹配的精度的限制。為了進一步抑制殘留雜散,使其超過通過校準獲得的水平,可以間歇性地隨機調整通道對輸入進行采樣的順序。這樣做時,由于未校準的失配,先前討論的轉換后的輸入信號的調制效果從固定模式噪聲變為偽隨機噪聲。結果,IL音調和不期望的周期性模式變成偽偽噪聲樣的內容,其與轉換器量化本底噪聲相加,并且導致不期望的虛假圖像和音調的消失或至少擴散。在這種情況下,與IL雜散內容相關的功率會增加本底噪聲的功率。因此,雖然失真會改善,但SNR可能會因添加到噪聲中的IL雜散功率的數量而下降。SNDR(SINAD)基本上沒有變化,因為它結合了失真,噪聲和隨機化。它只是將IL的影響從一個分量(失真)轉移到另一個分量(噪聲)。


    圖4
    圖4.(a)一個四通交織ADC和(b)相應的1- ST表示交織雜散奈奎斯特輸出頻譜。


    讓我們考慮一些交錯ADC的示例。該ADC是一個12位/ 2.5 GSPS三路交錯ADC。為了最小化交錯雜散,對三個通道之間的失配進行了校準。輸入接近1 GHz的輸出頻譜示例如圖5(a)所示。在該光譜中,除了?1GHz的輸入灰度,能夠看到通道2次和3次接近500兆赫的諧波失真和4個附近的基波的諧波失真。交織失配校準大大降低了交織雜散的功率,并且在整個頻譜上可以看到一大組額外的殘留小雜散音。


    為了進一步減少這種殘留的雜散內容,引入了信道隨機化。添加第四個已校準的通道,然后通過以第四個通道間歇地交換一個交錯的通道,以隨機變化的順序對四個通道進行三路交錯。人們可以將其比作玩雜耍的人,他們在空中玩著三個“吃喝玩樂”,而第四個則經常被交換。這樣,剩余的交織雜散功率被隨機化并在本底噪聲上散布。如圖5(b)所示,在信道隨機化之后,交織雜散幾乎消失了,而噪聲的功率卻略有增加,從而使SNR降低了2 dB。當然,請注意,盡管圖5(b)所示的第二個頻譜明顯更失真,但是混洗不會影響2nd,3 rd和4 th諧波,因為它們不是交錯的雜散。


    圖5a
    圖5b
    圖5. ADC輸出頻譜,時鐘為2.5 GSPS,輸入音調接近1 GHz。


    使用通道隨機化的交錯ADC的另一個示例如圖6的頻譜所示。這是四路交錯16位/ 310 MSPS ADC AD9652的情況。在圖6所示的情況下,四個通道以固定的順序依次插入,而無需進行校準以減少通道不匹配。光譜清楚地示出的交織雜散在預測的頻率位置和它們的大的功率遠遠大于2次大于第二和3次諧波,并且限制了無雜散動態范圍只有57 dBc的。


    但是,如果對同一ADC進行前景校準以減少通道失配,則交錯雜散的功率將大大降低,如圖7所示。類似于前面的示例,通道諧波失真不受影響,但是通過通道失配校準,可大大降低交錯雜散的功率。


    最后,可以通過如圖8所示對通道順序進行隨機化來進一步提高圖7中的光譜純度。在這種情況下,隨機化使用專有技術,該技術在間歇性地加擾四個通道的順序時不需要多余的(5 th)通道被添加,因此節省了其相關的功率。從圖8可以看出,在隨機化之后,結果頻譜上只剩下規則的諧波失真。


    圖6
    圖6. ADC的輸出頻譜,主頻?F小號= 310 MHz和與正弦輸入?F IN?70兆赫。
    圖7
    圖7.相同的ADC,相同的輸入,但經過校準以減少四個通道的失配后的輸出頻譜。
    圖8
    圖8.打開交錯順序的隨機化后,前一種情況的輸出頻譜。


    結論

    時間交織是增加數據轉換器帶寬的強大技術。失配補償以及通過隨機化技術消除殘留雜散內容的最新進展已實現了高速12位、14位和16位交錯ADC的完全集成實現。


    在輸入信號受頻帶限制的情況下,例如在許多通信應用中,乒乓(雙向)交織方法允許通過頻率將不想要的交織雜散分配到感興趣的輸入頻帶之外規劃。虛假內容然后可以進行數字過濾。盡管與非交織ADC相比,該方法消耗的功率大約是捕獲相同無雜散輸入帶寬所需的IL采樣率的一半,但功耗卻是后者的兩倍,但另一方面,它通過處理增益將動態范圍提高了3 dB,并且還放寬了由于較高的IL采樣率,ADC之前的抗混疊濾波器和屋頂濾波器的滾降。


    當需要IL轉換器的整個輸入頻帶來捕獲寬帶輸入信號時,較高階的交織轉換器是合適的。在這種情況下,校準和隨機混洗允許交織失真以及雜散內容補償和抵消。



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